Luận án Nghiên cứu nâng cao chất lượng hiệu chuẩn nội thời gian thực kênh thu trong các hệ thống vô tuyến sử dụng ăng ten mảng pha số

Ăng ten mảng pha (AMP) được nghiên cứu ứng dụng từ những năm 1950.
Với những ưu điểm của nó so với ăng ten đơn truyền thống, AMP luôn được
nghiên cứu và hoàn thiện theo thời gian. Sự phát triển của các thế hệ AMP
gắn liền với sự phát triển của khoa học và công nghệ như: lý thuyết về AMP
và các dạng của chúng, công nghệ vi điện tử bán dẫn, công cụ thiết kế, công
cụ mô phỏng, kỹ thuật tính toán và kỹ thuật xử lý tín hiệu số. Trong các tài
liệu [18, 19] đã chỉ rõ, sự phát triển này có thể phân chia thành các thế hệ với
ba cấu trúc mảng pha cơ bản, đó là: mảng pha thụ động, mảng pha tích cực và
mảng pha số.
Trên hình 1.1 có vẽ minh họa cấu trúc mảng pha thụ động và mảng pha
tích cực. Trong đó, mảng pha thụ động (hình 1.1a) có cấu trúc đơn giản với
chỉ một bộ phát công suất lớn và một kênh thu. Khi phát, tín hiệu phát công
suất lớn được chia cho các chấn tử phát xạ, các bộ xoay pha đặt gần ăng ten
được sử dụng để hình thành GĐH phát theo yêu cầu. Còn khi thu, tín hiệu thu
sau từng chấn tử được xoay pha và hình thành GĐH thu ở dạng tương tự. Dễ
nhận thấy rằng, cấu trúc mảng pha thụ động có ưu điểm là mối quan hệ pha và
biên độ được cố định. Tuy nhiên, ưu điểm đó cũng là nhược điểm do không
thể tối ưu GĐH, nên nó có sự suy hao năng lượng rất lớn và độ nhạy thấp. 
pdf 146 trang phubao 26/12/2022 5721
Bạn đang xem 20 trang mẫu của tài liệu "Luận án Nghiên cứu nâng cao chất lượng hiệu chuẩn nội thời gian thực kênh thu trong các hệ thống vô tuyến sử dụng ăng ten mảng pha số", để tải tài liệu gốc về máy hãy click vào nút Download ở trên.

File đính kèm:

  • pdfluan_an_nghien_cuu_nang_cao_chat_luong_hieu_chuan_noi_thoi_g.pdf
  • pdfCV va QD Tran Viet Hung.pdf
  • pdfTrang thong tin LA_Tran Viet Hung.pdf
  • pdfTTLA_Tran Viet Hung.pdf

Nội dung text: Luận án Nghiên cứu nâng cao chất lượng hiệu chuẩn nội thời gian thực kênh thu trong các hệ thống vô tuyến sử dụng ăng ten mảng pha số

  1. KẾT LUẬN VÀ HƯỚNG NGHIÊN CỨU TIẾP THEO AMP nói chung và AMPS nói riêng là thành quả quan trọng của sự tiến bộ khoa học kỹ thuật và công nghệ trong lĩnh vực VTĐT, là thành tố đặc biệt quan trọng để hình thành phát triển các phương tiện, tổ hợp hệ thống kỹ thuật đa chức năng nhờ vào việc thiết lập GĐH có hình dạng và vị trí không gian chính xác trong thời gian thực. Để duy trì hệ thống có hiệu suất cao thì bài toán đo lường, hiệu chuẩn TGT chiếm một vai trò quan trọng. Đề tài luận án “Nghiên cứu nâng cao chất lượng hiệu chuẩn nội thời gian thực kênh thu trong các hệ thống vô tuyến sử dụng ăng ten mảng pha số” là kết quả của quá trình nghiên cứu và tiếp bước phát triển các giải pháp đo lường, hiệu chuẩn hệ thống AMPS nhằm duy trì các tính năng của hệ thống trong quá trình hoạt động. Trong đó, tập trung nghiên cứu vấn đề hiệu chuẩn nội TGT kênh thu của tập các MĐTP để đảm bảo chất lượng hình thành GĐH thu số và quá trình thu, xử lý tín hiệu. Trên cơ sở tổng hợp, phân tích các phương pháp, giải pháp kỹ thuật mới nhất có liên quan tới nội dung nghiên cứu đã được công bố, luận án đã đề xuất giải pháp mới trong giải quyết bài toán hiệu chuẩn nội, TGT kênh thu nhằm khắc phục một số hạn chế còn tồn tại. Hiệu quả của các giải pháp đề xuất đã được phân tích trên cơ sở lý thuyết, được minh chứng qua dữ liệu mô phỏng và mô hình thực nghiệm, được tiến hành so sánh, đánh giá với các công bố trước đây. Kết quả cho thấy các giải pháp đề xuất đạt được hiệu quả và độ tin cậy cao, cụ thể như sau: A. Một số đóng góp mới của luận án Các giải pháp đề xuất trong luận án được trình bày xuyên suốt qua bốn bài báo khoa học [CT1-CT4]. Nội dụng nghiên cứu lý thuyết được phân tích, đánh giá một cách hoàn chỉnh ở tất cả các khía cạnh, sự ảnh hưởng và tác động trong quá trình hiệu chuẩn. Ở nội dung thực nghiệm đã đánh giá được các giải pháp nghiên cứu lý thuyết với một mô hình hệ thống AMPS cỡ nhỏ 105
  2. B. Hướng phát triển của luận án Để hoàn thiện hơn các kết quả nghiên cứu đã đạt được, chúng tôi định hướng nghiên cứu trong thời gian tới như sau: 1. Tăng số lượng MĐTP và mở rộng sang các dải tần làm việc khác trong quá trình thử nghiệm để thấy được các ưu điểm và hạn chế còn tồn tại. 2. Tiếp tục hoàn thiện, tối ưu các thuật toán, nhất là với các hệ thống lớn để nâng cao chất lượng hiệu chuẩn và tối ưu tài nguyên xử lý. 3. Nghiên cứu các hệ thống ra đa mảng pha được biên chế trong quân đội hiện nay, mà trong đó chưa có hệ con hiệu chuẩn TGT, từ đó để ứng dụng kết quả nghiên cứu nhằm nâng cao chất lượng của hệ thống. 107
  3. Cấu trúc một MĐTP tích hợp hệ con hiệu chuẩn thể hiện trên hình A.2. Các khối vẽ màu cam nét đứt được bổ sung so với các MĐTP thông thường để phục vụ cho quá trình hiệu chuẩn. MĐTP được thiết kế thực hiện thu/phát tín hiệu cao tần RF ở băng tần L (1560 MHz – 1590 MHz). Đầu vào RF của mô-đun nhận tín hiệu cao tần RF từ mạng phân phối tín hiệu trong cả chế độ phát và chế độ thu. Trong chế độ thu, THHC điều chế mã pha BPSK và mã biên độ OOK được trích tới đầu vào kênh thu qua cơ cấu chuyển mạch CM1 và mạch Ghép định hướng để hiệu chuẩn kênh thu như trình bày trong chương 2. THHC đi vào kênh thu cùng với tín hiệu thu nhận từ ăng ten, hai tín hiệu này qua các phần tử trong đường thu như linh kiện bảo vệ đầu vào Limiter, khuếch đại tạp âm thấp LNA, bộ suy giảm SG và bộ khuếch đại KĐ. Sau đó, tín hiệu qua chuyển mạch CM2 tới bộ trộn tần cùng với tín hiệu ngoại sai LO để thực hiện chuyển phổ tín hiệu tới tần số trung tần IF 90 MHz. Toàn bộ đường thu trong MĐTP được tính toán để hệ số khuếch đại khoảng 25dB. Như đã trình bày, các linh kiện chuyển mạch cao tần CM, linh kiện suy giảm SG, mạch ghép định hướng thêm vào MĐTP để thực hiện quá trình hiệu chuẩn nội TGT tuyến thu và tuyến phát. Các chuyển mạch CM, suy giảm SG là các linh kiện cao tần thông thường, còn mạch ghép định hướng là mạch bốn cổng, hai cổng để couple khi hiệu chuẩn thu/phát, hai cổng vào/ra tính hiệu cao tần. Trong luận án, mạch này được đặt ở vị trí gần với ăng ten nhất để đảm bảo toàn bộ các thành phần trong kênh thu đều nằm trong vòng hiệu chuẩn [34], khác với mô hình trong [23-26] khi chuyển mạch thu phát CMTP nằm ngoài vòng hiệu chuẩn. Hình A.3 minh họa mạch ghép bốn cổng cùng với đường đi tín hiệu và các tham số của nó. Các hệ số couple khoảng -20dB để đảm bảo các đường mạch couple không ảnh hưởng đến đường dẫn tín hiệu 109
  4. IFđc (90MHz) từ mảng xử lý được trộn tần với tín hiệu LO để tạo ra tín hiệu cao tần RF. Hai tín hiệu cao tần RF, LO được đưa tới mảng B2 để phân phối tín hiệu cho các MĐTP. Dao động LO được phân chia thành bốn đường ra LO1-LO4 bằng bộ chia công suất Wilkinson 1:4. Tín hiệu cao tần RF sau khi qua bộ chia công suất 1:4 được thêm các chuyển mạch CM để điều chế biên độ theo mã OOK tạo ra tập THHC giả trực giao như đã đề xuất. Công suất đầu ra LO1-LO4 tương ứng với yêu cầu đầu vào mức LO của bộ trộn trong MĐTP, tầm khoảng 5-10dBm (Với IC trộn tần là ADE-30+). Trong khi công suất RF1-RF2 khác nhau ở hai chế độ phát và hiệu chuẩn thu, khi hiệu chuẩn mức THHC yêu cầu bằng mức nội tạp khi trích vào kênh thu. Tín hiệu qua mạch couple và bộ SG cách ly khoảng -60dBc, mức nội tạp với dải thông tuyến thu khoảng 20MHz khoảng -100dBm. Vậy công suất ra RF1- RF2 khi hiệu chuẩn ước tính khoảng -40dBm. Hình A.5. Cấu trúc mảng tạo và phân phối tín hiệu A.3. Mảng biến đổi tín hiệu trung tần IF (C) Mảng này có chức năng nhận bốn tín hiệu trung tần IF1-IF4 từ đầu ra bốn đường thu của MĐTP, sau đó sử dụng các bộ lọc dải thông tần số trung tâm 90MHz, dải thông 20MHz để loại bỏ các hài không mong muốn. Tín hiệu IF 111
  5. Mảng xử lý (D) Khối hiệu chuẩn Khối giải điều chế số (D4) (D3) Đo và hiệu I/Q1 IFs1 Đo và đánh DDC1 chuẩn-1 giá các tham số sau hiệu Đo và hiệu I/Q4 IFs4 chuẩn (D5) DDC4 chuẩn-4 Điều khiển Khối điều khiển Khối tổ hợp tần IFđc Máy chung (D1) số DDS (D2) tính Chuẩn LAN Hình A.7. Cấu trúc mảng xử lý A.4.1. Khối điều khiển chung (D1) Khối điều khiển chung (D1) giao tiếp với máy tính theo chuẩn giao thức Internet để truyền/nhận tham số và lệnh điều khiển cần thiết. Khối giao tiếp với các phân khối khác để điều khiển, xử lý và đồng bộ chung toàn hệ thống. A.4.2. Khối tổ hợp tần số DDS (D2) Khối tổ hợp tần số trực tiếp DDS (Direct Digital Synthesizer) (D2) tạo ra tín hiệu trung tần điều chế IFđc. Khối D2 sử dụng vi mạch tổ hợp tần số AD9910 để tạo ra tín hiệu có mã điều chế mong muốn. Đây là vi mạch rất thuận tiện để tạo ra tín hiệu với tất cả các loại điều chế như điều tần, điều pha và điều biên. Khối nhận lệnh điều khiển từ khối D1, đó là các xung điều khiển pha, mức công suất đầu ra, cùng với chế độ hoạt động tương ứng của hệ thống như thu/phát. Tín hiệu trung tần đầu ra IFđc của khối có tần số 90MHz, được điều chế pha tương ứng cho các chế độ phát và hiệu chuẩn kênh thu. Khi hiệu chuẩn kênh thu, tín hiệu được điều chế pha theo mã nhị phân ngẫu nhiên BPSK với tần số xấp xỉ độ rộng phổ tín hiệu thu, công suất được điều chỉnh để có mức công suất RF1-RF4 ra ở mảng B như tính toán ở trên. 113
  6. lý tương quan giữa THHC khi đi qua toàn bộ kênh thu và tín hiệu mã tương ứng của nó được lưu trong bộ nhớ. Sơ đồ khối chức năng của mô-đun đo và hiệu chuẩn từng kênh thu được minh họa trên hình A.9. Nguyên lý làm việc chi tiết của mô-đun được trình bày chi tiết ở chương 4. I/QHC i Hiệu chỉnh pha/biên I/Qi DDCi Đo và đánh độ kênh thu giá các tham số sau hiệu Chuối mã Ước lượng BPSK và OOK chuẩn (D5) Khối điều tham số khiển chung Đo và hiệu chuẩn Hình A.9. Sơ đồ khối đo và hiệu chuẩn mỗi kênh thu A.4.5. Khối đo và đánh giá các tham số sau hiệu chuẩn (D5) Khối đo và đánh giá các tham số sau hiệu chuẩn (D5) nhằm thực hiện đo mối quan hệ pha và biên độ các kênh thu sau khi hiệu chuẩn. Ta cấp đầu vào mỗi kênh thu đồng thời một tín hiệu đơn hài từ máy phát nhằm kiểm tra mối quan hệ pha và biên độ giữa chúng. Có rất nhiều giải pháp khác nhau để đo mối quan hệ pha/biên độ hai tín hiệu dao động. Các giải pháp được trình bày trong tài liệu [74, 75], luận án lựa chọn giải pháp là biến đổi FFT với số mẫu xử lý lớn. Phần mềm ISE lập trình cho FPGA của hãng Xilinx có giao diện Chipcore rất thuận tiện cho việc quan sát tín hiệu dạng analog, nó giống như một Ô-si-lô số, ta dễ dàng thấy được kết quả hiệu chuẩn trên mỗi kênh thu. Như vậy, mô hình AMPS cỡ nhỏ gồm bốn kênh thu/phát bao gồm các thành phần của hệ thống đã được trình bày cụ thể về chức năng và tham số. Phần tiếp theo sẽ kiểm tra hệ thống sau khi được lắp ráp hoàn chỉnh với các tham số như tính toán ở trên. B. Chế tạo, lắp ráp và kiểm tra chất lượng hệ thống Trong mục này, các thành phần của hệ thống AMPS được chế tạo và lắp ráp, cùng với việc đánh giá các tham số và chất lượng của toàn hệ thống trước khi thực nghiệm tiến hành quá trình hiệu chuẩn theo giải pháp đã đề xuất. 115
  7. B.2. Mảng tạo và phân phối tín hiệu (B) Mạch được chế tạo với các thành phần cấu thành như trên hình A.5. Hình ảnh mạch, vị trí các linh kiện cấu thành được chỉ rõ trên hình B.2. Mạch có kích thước là 10 x 10 (cm). Hình B.2. Hình ảnh Mảng tạo và phân phối tín hiệu sau chế tạo Khi đo kiểm, mức công suất đầu vào IFđc là -25dBm, công suất vào LO là 18dBm (Tần số 1480 MHz); kết quả công suất các tín hiệu LO1-4, RF1-4 có giá trị như trên bảng B.2. Các tham số tương đối cân bằng và đáp ứng yêu cầu đặt ra. Với tham số các tín hiệu RF có thể thay đổi bằng cách điều chỉnh mức công suất của IFđc. Bảng B.2. Các tham số của mảng tạo và phân phối tín hiệu Mức cách ly khi mã Tham số dao Công suất Tham số Công suất STT OOK ‘on’ và ‘off’ động LO (dBm) tín hiệu RF (dBm) (dB) 1 LO1 6.40 RF1 -40.3 -20 2 LO2 6.42 RF2 -40.4 -27 3 LO3 6.41 RF3 -40.3 -20 4 LO4 6.44 RF4 -40.4 -27 117
  8. hóa tín hiệu trung tần ở đầu ra các MĐTP như đã trình bày trên hình A.6. Hình ảnh của mảng mạch sau khi hoàn thiện như trên hình B.5 Hình B.5. Hình ảnh mảng biến đổi tín hiệu trung tần IF sau chế tạo Khi tiến hành kiểm tra, cấp tín hiệu trung tần 90 MHz và kiểm tra hệ số khuếch đại, dải thông từng tuyến, đồng thời kết hợp kiểm tra HSKĐ toàn kênh thu có kết quả như trên bảng B.3. Các tham số này cho thấy mạch chế tạo đạt yêu cầu thiết kế đặt ra. Bảng B.3. Các tham số của mảng biến đổi tín hiệu trung tần IF HSKĐ của mảng Dải thông HSKĐ toàn kênh thu STT Tham số (dB) (MHz) (dB) 1 Kênh 1 38 20 65 2 Kênh 2 37 20 63.5 3 Kênh 3 37.5 20 63.7 4 Kênh 4 38 20 64 Các tín hiệu được số hóa với nhịp lấy mẫu 40MHz, độ rộng bus dữ liệu ADC 8 bít, kết quả đầu ra ADC như trên hình B.6. Hình B.6 cho thấy các kênh hoạt động tốt, độ lệch công suất không lớn hơn 1.5dB, độ lệch pha lên tới 450. Những sai lệch này sẽ được bù khi hiệu chuẩn. 119
  9. Như đã trình bày, mảng xử lý có các chức năng chính là: Tạo tín hiệu trung tần điều chế IFđc, giải điều chế số tín hiệu DDC, đo kiểm và hiệu chuẩn các kênh thu và đo kiểm đánh giá chất lượng hệ thống sau hiệu chuẩn. Hình ảnh bo mạch như trên hình B.7 B.4.1. Kiểm tra khối tổ hợp tần số DDS (D2) Đây là phân khối quan trọng, tạo ra tín hiệu trung tần điều chế IFđc mã pha nhị phân BPSK cho hiệu chuẩn thu với độ rộng phổ 1.25MHz. Khối D2 nhận các lệnh từ khối D1 để tạo ra tham số tín hiệu theo yêu cầu, bao gồm mức công suất ra, tốc độ điều chế (Tương ứng độ rộng phổ tín hiệu sao cho tương đương với phổ tín hiệu thu). Hình B.8 là hình ảnh phổ tín hiệu IFđc. Hình B.8. Phổ tín hiệu trung tần IFđc B.4.2. Kiểm tra khối giải điều chế số (D3) Tín hiệu trung tần số IFs1-4 từ các kênh thu có tần số mang là 10MHz, nhịp lấy mẫu là 40MHz. Với sơ đồ nguyên lý như trên hình A.8, các phân khối DDC1-4 được xử lý trên FPGA với tín hiệu kiểm tra là THHC có kết quả thể hiện trên hình B.9. Hình B.9a là tín hiệu IFs với mã OOK điều chế tương ứng; hình B.9b là tín hiệu sau DDC, ta thấy mã OOK và BPSK phối hợp đồng bộ với tín hiệu, điều này cho thấy việc giải điều chế đạt yêu cầu đề ra. Tín hiệu sau DDC là tín hiệu thị tần băng gốc với nhịp lấy mẫu là 1.25MHz. 121
  10. Hình B.10. Hệ thống AMPS 4 kênh được lắp ráp hoàn chỉnh . 123
  11. TÀI LIỆU THAM KHẢO [1] Peter W. Moo and David J. DiFilippo (2018). Multifunction RF Systems for Naval Platforms. Sensors, 18(7), pp. 32-68. [2] G. C. Tavik et al., (2005). The advanced multifunction RF concept. IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, 53(3), pp. 1009-1020. [3] P. W. Moo and D. J. DiFilippo (2018). Overview of Naval Multifunction RF Systems. 2018 15th European Radar Conference (EuRAD), Spain(2018), pp. 178-181. [4] Robert Mailloux (2017). Phased Array Antenna Handbook, Artech, Third Edition. [5] D. Kim, S. Park, T. Kim, L. Minz and S. Park (2019). Fully Digital Beamforming Receiver With a Real-Time Calibration for 5G Mobile Communication. IEEE Transactions on Antennas and Propagation, 67(6), pp. 3809-3819. [6] D. W. Hess, C. A. E. Rizzo and J. Fordham (2008). Measurement of Antenna Performance for Active Array Antennas with Spherical Near-field Scanning. 2008 Institution of Engineering and Technology Seminar on Wideband, Multiband Antennas and Arrays for Defence or Civil Applications, London(2008), pp. 81-88. [7] A. E. Sayers, W. M. Dorsey, K. W. O'Haver and J. A. Valenzi (2012). Planar Near-Field Measurement of Digital Phased Arrays Using Near-Field Scan Plane Reconstruction. IEEE Transactions on Antennas and Propagation, 60(6), pp. 2711-2718. [8] Pawlak, H., Charaspreedalarp, A. and Jacob, A. F. (2006). Experimental investigation of an external calibration scheme for 30 GHz circularly polarized DBF transmit antenna arrays. European Microwave Conference, UK(2006), pp. 764-767. 125
  12. [17] J. S. Herd and M. D. Conway (2016). The Evolution to Modern Phased Array Architectures. Proceedings of the IEEE, 104(3), pp. 519-529. [18] S. H. Talisa, K. W. O'Haver, T. M. Comberiate, M. D. Sharp and O. F. Somerlock (2016). Benefits of Digital Phased Array Radars. Proceedings of the IEEE, 104(3), pp. 530-543. [19] C. Fulton, M. Yeary, D. Thompson, J. Lake and A. Mitchell (2016). Digital Phased Arrays: Challenges and Opportunities. Proceedings of the IEEE, 104(3), pp. 487-503. [20] M. Wu (2011). Digital array radar: Technology and trends. Proceedings of 2011 IEEE CIE International Conference on Radar, China(2011), pp. 1-4. [21] L. Baggen, S. Holzwarth, M. Boettcher and M. Eube (2006). Advances in Phased Array Technology. 2006 European Radar Conference, UK(2006), pp. 88-91. [22] D. Perkovic-Martin, et al. (2012). Instrument concept for the proposed DESDynI SAR instrument. IET International Conference on Radar Systems (Radar 2012), UK(2012), pp. 1-4. [23] J. P. Hoffman, L. Veilleux, D. Perkovic, E. Peral and S. Shaffer (2012). Digital calibration of TR modules for real-time digital beamforming SweepSAR architectures. 2012 IEEE Aerospace Conference, USA(2012), pp. 1-8. [24] S. J. Horst et al. (2012). Implementation of RF circuitry for real-time digital beam-forming SAR calibration schemes. IET International Conference on Radar Systems (Radar 2012), UK(2012), pp. 1-6. [25] J. P. Hoffman, S. Horst, D. Perkovic, S. Shaffer, H. Ghaemi and L. Veilleux (2013). Advances in digital calibration techniques enabling real-time beamforming SweepSAR architectures. 2013 IEEE Aerospace Conference, USA(2013), pp. 1-9. 127
  13. International Conference on Wireless Communications and Signal Processing (WCSP), China(2017), pp. 1-5. [36] McCormack, Justine (2010). Non-Radiative Calibration of Active Antenna Arrays. National University of Ireland Maynooth, PhD .Thesis, 353 p. [37] M. Wennstrom, T. Oberg (2001). Effects of finite weight resolution and calibration errors on the performance of adaptive array antennas. IEEE Transactions on Aerospace and Electronic Systems, 37(2), pp. 549-562. [38] H. Weiguang and H. M. Kwon (2001). Effect of mixer phase distortions on the DOA tracking algorithm for an adaptive antenna array. IEEE VTS 53rd Vehicular Technology Conference, Spring 2001. Proceedings (Cat. No.01CH37202), Greece(2001), pp. 248-252. [39] N. Tyler, B. Allen, and H. Aghvami (2004). Adaptive antennas: the calibration problem. IEEE Communications Magazine, 42(12), pp. 114-122. [40] F. Amoozegar, L. Paal, A. Mileant, and D. Lee (2005). Analysis of errors for uplink array of 34-m antennas for deep space applications. Aerospace Conference, 2005 IEEE, USA(2005), pp. 1235-1257. [41] L. Min and Y. Luxi (2005). Effect and calibration of mutual coupling in circular smart antenna applications. Asia-Pacific Microwave Conference Proceedings, China(2005), pp. 1-4. [42] L. C. Godara (1986). Error Analysis of the Optimal Antenna Array Processors. IEEE Transactions on Aerospace and Electronic Systems, AES-22(4), pp. 395- 409. [43] L. Yane, Y. Yuguo, Y. Jianguo, W. Dewei, D. Chuanjin, and Y. Huoping (2006). The Effect of Channel Mismatch and Mutual Coupling on GPS Adaptive Antenna Array. 2006 CIE International Conference on Radar, China(2006), pp. 1-5. 129
  14. [52] W.-L. Chen, S.-F. Chang, K.-M. Chen, G.-W. Huang, and J.-C. Chang (2009). Temperature effect on Ku-band current-reused common-gate LNA in 0.13- μm CMOS technology. IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, 57(9), pp. 2131-2138. [53] L. Xie, X. Yin, C. Lu, L. Yang, H. Zhao and S. Li (2014). Hybrid Analog– Digital Antenna Array With Built-in Image Injection Calibration. IEEE Transactions on Antennas and Propagation, 62(11), pp. 5513-5523. [54] McDermitt, C.S., Dorsey, W.M., Godinez, M.E., Bucholtz, F., Parent, M.G. (2009). Performance of a 16-Channel, Photonic, Phased Array Antenna Calibration System. IEE Electronics Letters, 45(24), pp. 1249-1250. [55] Dorsey, W.M., McDermitt, C.S., Bucholtz, F., Parent, M.G (2010). Design and Performance of Frequency Selective Surface with Integrated Photodiodes for Photonic Calibration of Phased Array Antennas. IEEE Transactions on Antennas and Propagation, 58(8), pp. 2588-2593. [56] R. Esmailzadeh, M. Nakagawa, and E. A. Sourour (1997). Time-division duplex CDMA communications. IEEE Pers. Commun., 4(2), pp. 51–56. [57] Saeed Zeinolobedinzadeh et al. (2017). A 0.3-15 GHz SiGe LNA With > 1THz Gain Bandwidth Product. IEEE Microw. Wireless Compon. Lett., 27(4), pp. 380-382. [58] D.-S. Siao, J.-C. Kao, and H. Wang (2014). A 60 GHz low phase variation variable gain amplifier in 65 nm CMOS. IEEE Microw. Compon. Lett., 24(7), pp. 457-459. [59] L. Schuchman (1964). Dither Signals and Their Effect on Quantization Noise. IEEE Transactions on Communication Technology, 12(4), pp. 162-165. [60] Y. Shen and Y. Xu (2020). Multiple-Access Interference and Multipath Influence Mitigation for Multicarrier Code-Division Multiple-Access Signals. IEEE Access, 8, pp. 3408-3415. 131
  15. [71] Sujeong Lee (2014). Noise Power, Noise Figure and Noise Temperature. [72] trup cập ngày 10 tháng 10 năm 2021. [73] Q. Yu and B. Chi (2012). A programmable digital down-converter for SDR receivers. 2012 IEEE 11th International Conference on Solid-State and Integrated Circuit Technology, China(2012), pp. 1-3. [74] Peter O’Shea (1999). Phase Measurement. Royal Melbourne Institute of Technology. [75] M. Sedlacek and M. Krumpholc (2005). Digital measurement of phase difference - a comparative study of DSP algorithms. Metrology and Measurement Systems, 12(4), pp. 427-448. [76] Andersson, S., Forssén, U., Ovesjö, F. B. and Petersson, S. O. (2002). Antenna array calibration. United States Patent US 6,339,399 B1. [77] S. Y. Kim, J. B. Sung and A. Torre (2016). In-Orbit Antenna Pattern Extraction Method for Active Phased-Array SAR Antennas. IEEE Antennas and Wireless Propagation Letters, 15, pp. 317-320. [78] S. Wang, W. Yu and H. Qi (2009). An internal calibration scheme for polarimetric Synthetic Aperture Radar system. IEEE International Geoscience and Remote Sensing Symposium, South Africa(2009), pp. IV-578-IV-581. [79] Y. Takeuchi, H. Hirayama, K. Fukino, T. Murayama, Y. Notsu and A. Hayashi (2000). Auto calibrated distributed local loop configuration of array antenna for CDMA cellular base station. 2000 IEEE Sixth International Symposium on Spread Spectrum Techniques and Applications. ISSTA 2000. Proceedings (Cat. No.00TH8536), USA(2000), pp. 666-670. [80] M. Younis et al. (2017). Investigations on the internal calibration of multi- channel SAR. 2017 IEEE International Geoscience and Remote Sensing Symposium (IGARSS), USA(2017), pp. 5386-5389. 133